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摘要：設(shè)計了一種用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的鋸齒波振蕩器。利用電壓前饋方法和固定充放電時間方法，實現(xiàn)了鋸齒波幅度隨電源電壓線性變化且頻率固定的鋸齒波振蕩器，抑制了電源電壓突變時的輸出電壓過沖。基于0．18μmBCD工藝進行設(shè)計和仿真。仿真結(jié)果表明，該鋸齒波振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波頻率為2．73MHz。在2．7～5．5V電源電壓、－55℃～125℃溫度范圍內(nèi)，頻率偏移在±6％以內(nèi)。振蕩幅度在0．576～1．470V范圍內(nèi)隨電源電壓線性變化。

關(guān)鍵詞：鋸齒波；電壓前饋；固定充放電時間

引言

隨著便攜式通信設(shè)備的飛速發(fā)展，電源管理芯片作為關(guān)鍵模塊，得到快速發(fā)展。特別是降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，在蜂窩電話、PDA、GPS等便攜式通信設(shè)備中的需求量越來越大［1］。這些設(shè)備工作時，通常需要降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器工作在PWM調(diào)制模式下。而鋸齒波振蕩器是PWM調(diào)制電路的核心單元［2］。鋸齒波振蕩器通過恒流源對電容進行充放電，利用兩個門限電壓確定電容充放電時間，形成鋸齒波。鋸齒波的幅度恒定［3－4］。電源電壓發(fā)生突變時，PWM調(diào)制電路的響應(yīng)速度慢，導(dǎo)致輸出電壓發(fā)生較大過沖。本文采用電壓前饋技術(shù)，在電源電壓突變時立即調(diào)整PWM波形的占空比，從而抑制了輸出電壓的過沖。同時，采用固定充放電時間方法，交替對兩個電容充放電，實現(xiàn)了頻率穩(wěn)定的鋸齒波。本文鋸齒波振蕩器被廣泛應(yīng)用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中，為PWM比較器提供鋸齒波。

1電路設(shè)計與實現(xiàn)

本文的帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器由時鐘脈沖產(chǎn)生電路、電平轉(zhuǎn)換電路、控制時鐘產(chǎn)生電路、鋸齒波振蕩電路等模塊構(gòu)成，結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。時鐘脈沖產(chǎn)生電路由內(nèi)部LDO供電，產(chǎn)生兩路反相的周期性時鐘脈沖信號。時鐘脈沖信號的頻率受電源電壓的影響較小。電平轉(zhuǎn)換電路將兩路反相時鐘脈沖信號進行電平移位，輸出高電平為電源電壓的單路周期性時鐘脈沖信號。控制時鐘產(chǎn)生電路將電平轉(zhuǎn)換電路輸出的時鐘脈沖信號進行分頻和移相，得到五路時鐘控制信號。鋸齒波振蕩電路通過時鐘控制信號的作用，對兩個電容進行固定時間的交替充放電，最終得到輸出幅度隨電源電壓線性變化、頻率較少受電源電壓與溫度變化影響的鋸齒波。

1．1時鐘脈沖產(chǎn)生電路時鐘脈沖產(chǎn)生電路如圖2所示。電路由VLDO供電。VLDO是DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中內(nèi)部LDO的輸出電壓。由于LDO具有高電源抑制比，VLDO幾乎不受電源電壓的波動影響。I0是帶隙基準電壓產(chǎn)生的隨電源電壓、溫度變化較小的基準電流。M25、M26管組成第一級電流鏡，M21～M24管和R0組成第二級自偏置共源共柵電流鏡。采用共源共柵電流鏡的結(jié)構(gòu)，一方面提高了電流匹配精度，另一方面增大了輸出電阻，從而減小了VLDO紋波對A點電壓的干擾。初始狀態(tài)時，A點電壓為0，M20管關(guān)斷，I0經(jīng)兩級電流鏡鏡像后，對電容C0充電，A點電壓逐漸升高。當A點電壓達到反相器的翻轉(zhuǎn)閾值時，經(jīng)后級門電路延遲后，與門AND1的輸出變?yōu)楦唠娖剑琈20管導(dǎo)通，C0放電，A點電壓降低。當A點電壓低于反相器的翻轉(zhuǎn)閾值時，經(jīng)后級門電路延遲后，與門AND1的輸出變?yōu)榈碗娖剑琈20管關(guān)斷，重新對電容C0充電。如此循環(huán)。電路在B點輸出周期性負脈沖VP1，在C0點輸出周期性正脈沖VP2。假設(shè)門電路的延遲時間為TD，M26與M25管的寬長比為K1，M23與M21管和M24與M22管的寬長比為K2，反相器翻轉(zhuǎn)閾值電平為VR，則電容充電時間為：式中，TD是門電路固有延遲時間，TR僅與I0、C0、VR和TD有關(guān)。因此，VP1和VP2的頻率穩(wěn)定，隨電源電壓、溫度的變化較小。

1．2電平轉(zhuǎn)換電路電平轉(zhuǎn)換電路如圖3所示。電路由M31～M34管正反饋快速比較器和門級延遲電路組成。采用電源電壓VDD供電。輸入為時鐘脈沖產(chǎn)生電路輸出的兩路反相時鐘脈沖信號VP1和VP2，輸出為單路時鐘脈沖信號VP。反相器鏈中，N為奇數(shù)。當電路輸入端無脈沖到來時，A點為高電平，VP保持為低電平。當輸入端脈沖到來時，A點變?yōu)榈碗娖健４藭r，B點為高電平，VP變?yōu)楦唠娖健＝?jīng)過N級反相器鏈延遲后，B點變?yōu)榈碗娖健點信號再經(jīng)過與非門NAND2和反相器INV0后，將VP置為低電平。圖3中，由與非門NAND1、NAND2、反相器INV0以及N級反相器鏈組成的電路為單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器。VP穩(wěn)態(tài)時，電平為低電平；VP暫態(tài)時，電平為高電平。暫態(tài)時間由N級反相器鏈、NAND2和INV0三部分電路的總延遲決定，頻率由VP1和VP2的頻率決定。該電平轉(zhuǎn)換電路實現(xiàn)了脈沖信號高電平電壓由VLDO到VDD的轉(zhuǎn)換。

1．3控制時鐘產(chǎn)生電路控制時鐘產(chǎn)生電路如圖4所示。電路由虛線框內(nèi)的時鐘預(yù)處理電路和五路控制時鐘信號產(chǎn)生電路組成。電路輸入為VP，輸出為控制鋸齒波振蕩電路充放電的五路時鐘信號。時鐘預(yù)處理電路對輸入信號進行二分頻，并將輸入正脈沖信號反相為負脈沖信號。電路輸出信號VCK的頻率為VP的一半，VCK的脈寬由緩沖器BUF1和反相器INV1決定。五路控制時鐘信號產(chǎn)生電路產(chǎn)生一路頻率等于VCK頻率的負脈沖時鐘信號CP3，以及四路頻率等于VCK頻率一半的非交疊時鐘信號CPP1、CPP2和CPN1、CPN2。時鐘信號時序關(guān)系如圖5所示。假設(shè)BUF1和INV1的延遲時間為TW，由式（2）可知，VCK的周期為2（TR＋TD）。VCK的脈寬為：TW（VCK）＝2（TR＋TD）－TW（3）CP3為VCK反相延遲輸出，則CP3的脈寬為TW，頻率為：CPP1和CPP2的脈寬為2（TR＋TD）－TW，CPN1和CPN2的脈寬為2（TR＋TD）＋TW，頻率均為CP3頻率的一半。

1．4鋸齒波振蕩電路鋸齒波振蕩電路如圖6所示。該電路產(chǎn)生鋸齒波，用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，產(chǎn)生占空比可調(diào)的PWM控制信號。為了抑制電源電壓突變時DC－DC輸出電壓產(chǎn)生較大的瞬態(tài)過沖電壓，電路采用電壓前饋方法，利用跟隨電源電壓線性變化的充電電流ICH對電容C1、C2進行固定時間交替充電，產(chǎn)生幅度隨電源電壓變化且頻率恒定的鋸齒波，實現(xiàn)了電源電壓突變時PWM信號占空比可調(diào)的功能，抑制了輸出電壓產(chǎn)生的較大瞬態(tài)過沖電壓。電壓前饋方法的原理如圖7所示［5］。式中，VE為誤差放大器的輸出電壓，VL為鋸齒波的最低電壓，VH為鋸齒波的最高電壓。降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中，輸出電壓VOUT＝D×VDD，結(jié)合式（5），可得：由式（6）可知，若固定VL，只要VH跟隨VDD線性變化，就可抑制電源電壓突變引起的輸出過沖電壓。如圖7中的虛線框所示，當電源電壓瞬間升高時，VH隨之變高，PWM信號占空比變小，通過前饋作用，抑制輸出電壓產(chǎn)生較大的上沖電壓。同理，當電源電壓瞬間降低時，可抑制輸出電壓產(chǎn)生較大的下沖電壓。鋸齒波振蕩器的充電時間是固定的，為了得到跟隨VDD線性變化的VH，本文設(shè)計了一種跟隨VDD線性變化的充電電流（ICH）產(chǎn)生電路，結(jié)構(gòu)如圖8所示。A點電壓由R1和R2對VDD分壓產(chǎn)生。運放A2，PMOS管M81、M82、M84和電阻R3、R4構(gòu)成的負反饋系統(tǒng)實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)電流的功能。假設(shè)從M1管源極向上看到的等效電阻為RE，則該系統(tǒng)開環(huán)增益為［6］：由于輸出B點電壓VB直接反饋到運放反相輸入端，反饋系數(shù)β＝1。系統(tǒng)閉環(huán)增益為：式中，當A→∞時，Av，close＝1，則B點電壓VB等于A點電壓VA。若電流鏡鏡像比例為K，則輸出電流ICH為：由式（9）可知，ICH隨VDD線性變化。結(jié)合圖5和圖6進行分析。當CPP1高電平來臨時，CPN1為低電平，CP3為低電平，CPP2提前變?yōu)榈碗娖剑珻PN2提前變?yōu)楦唠娖健４藭r，開關(guān)管M61、M64導(dǎo)通，M62、M63關(guān)斷；傳輸門TG2、TG3導(dǎo)通，TG1、TG4關(guān)斷，M65和M67管也關(guān)斷。鋸齒波振蕩器工作時的簡化電路如圖9所示。從圖9可知，鋸齒波振蕩電路拆分為兩個獨立的模塊進行工作。電容充電電路由ICH對電容C1進行充電，充電時間為CPP1的脈寬時間，即2（TR＋TD）－TW。電容恢復(fù)電路是由電容C2和運放A1組成的電壓跟隨器，運放同相端輸入為基準電路產(chǎn)生的固定1．2V電壓，電路對電容C2進行放電，并將C2最終電壓調(diào)整為固定電壓1．2V。當C1充電完成后，鋸齒波VSAW為VH，隨后CP3變?yōu)楦唠娖矫}沖。此時，鋸齒波振蕩電路只有M65～M68管工作，M65、M66管對C點放電，使得VSAW迅速降低。M67、M68管為ICH提供泄放通路，防止A點電壓被抬高，放電時間為CP3脈寬時間TW。當CP3高電平脈沖結(jié)束時，鋸齒波振蕩電路完成一個周期的充放電。下一個周期開始時，CPP2變?yōu)楦唠娖剑珻PN2為低電平，CP3為低電平，CPP1提前變?yōu)榈碗娖剑珻PN1提前變?yōu)楦唠娖健４藭r，開關(guān)管M61、M64關(guān)斷，M62、M63導(dǎo)通；傳輸門TG2、TG3關(guān)斷，TG1、TG4導(dǎo)通，M65和M67管關(guān)斷。電容充電電路由ICH對C2進行充電。C2初始電壓VL為1．2V，充電時間為CPP2的脈寬時間，即2（TR＋TD）－TW。電容恢復(fù)電路是由C1和A1組成的電壓跟隨器，將C1的電壓調(diào)整為固定電壓1．2V。如此循環(huán)，電路產(chǎn)生鋸齒波VSAW。鋸齒波VSAW的最低電平VL為1．2V，最高電平VH為：由式（11）和式（13）可知，本文的鋸齒波振蕩器輸出了幅度隨電源電壓線性變化、頻率穩(wěn)定的鋸齒波，可用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中，為PWM比較器提供鋸齒波。

2仿真結(jié)果與版圖設(shè)計

本文電路采用0．18μmBCD工藝進行設(shè)計，利用Spectre軟件進行仿真。在TA為27℃，電源電壓分別為2．7V、3．8V、5．5V時，電路輸出的鋸齒波仿真波形如圖10所示。電源電壓分別為2．7V、3．8V、5．5V，溫度分別為－55℃、27℃、125℃時，鋸齒波的幅度和頻率如表1所示。可以看出，本文電路的鋸齒波振蕩頻率為2．73MHz，振蕩頻率與電源電壓無關(guān)，振蕩幅度隨電源電壓線性變化。電源電壓在2．7～5．5V范圍內(nèi)變化，溫度在－55℃～125℃范圍內(nèi)變化時，振蕩頻率偏移在±6％以內(nèi)。振蕩幅度在576mV～1．470V范圍內(nèi)隨電源電壓線性變化。本文設(shè)計的帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器的版圖如圖11所示。版圖設(shè)計中，電容C1、C2采用十字交叉匹配方式，輸入輸出信號走線保持完全一致，以達到最佳的匹配效果。對電容C1、C2進行襯底隔離，以減小噪聲干擾。電路中，其余需進行匹配設(shè)計的器件均采用ABBA的布局匹配方式。振蕩器核心器件采用襯底隔離，以減小周圍電路的干擾。本文與其他文獻中鋸齒波振蕩器的參數(shù)對比如表2所示。可以看出，雖然文獻［2］的頻率較高，頻率偏移較小，但溫度范圍小，鋸齒波幅度恒定。文獻［7］、文獻［8］的頻率較低，不適用于0℃以下的環(huán)境溫度。本文電路具有鋸齒波溫度范圍寬、頻率高、頻率偏差小、幅度跟隨電源電壓線性變化等特點，可被廣泛應(yīng)用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中。

3結(jié)論

本文設(shè)計了一種帶電壓前饋的固定充放電時間鋸齒波振蕩器。電路采用0．18μmBCD工藝實現(xiàn)，利用Spectre軟件進行仿真。該電路產(chǎn)生的鋸齒波振蕩頻率為2．73MHz。當電源電壓為2．7～5．5V，溫度在－55℃～125℃范圍內(nèi)變化時，頻率偏移在±6％以內(nèi)。振蕩幅度在576mV～1．470V范圍內(nèi)隨電源電壓線性變化。本文的鋸齒波振蕩器具有電壓前饋作用，在電源電壓突變時，可抑制輸出過沖電壓，同時具有穩(wěn)定的振蕩頻率。該鋸齒波振蕩器可被廣泛應(yīng)用于降壓型DC－DC開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，為PWM比較器提供鋸齒波。

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作者：羅凱 熊派派 王菡 彭克武 陳波 劉文韜 楊豐 胡永貴 單位：中國電子科技集團公司