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1原理分析與電路設計

1.1放大器非線性模型當放大器工作在非線性區時，采用Taylor級數模型，放大器的輸出信號與輸入信號可表述。若k1和k3符號相反，輸出信號的增益會隨著輸入信號功率的增大而減小，即增益壓縮（AM－AM效應）。同時，輸出信號的相位會隨著輸入功率變化而變化，即相位失真（AM－PM效應）［6］。對于固態放大器，k3＜0，其非線性特性是增益壓縮，相位擴張。預失真的基本原理即通過二極管或其它電路結構產生與功放相反的非線性特性，從而抵消因功放非線性引起的幅度與相位失真，達到改善功率放大器線性度的目的，其原理如圖2所示。由于2ω1－ω2、2ω2－ω1兩個頻率分量（三階交調分量）通常落在帶內難以消除，會對系統產生嚴重的干擾，因此是衡量放大器非線性的一項重要指標。

1.2電路設計在圖1中，輸入信號通過2個3dBLange橋后，分別送入兩個放大器；一般情況下，兩路信號功率相差15dB以上，可保證A1工作在線性狀態。設放大器的線性增益為G0，放大器1和2的輸出分別為。為了準確地擬合主放大器的非線性特性，放大后的誤差信號應與主功放的非線性分量相等，即非線性工作的放大器應與主放大器工作在相同的功率回退狀態。功分器和耦合器1均采用相同的3dBLange橋實現（δ1＝δ2＝0．707），整個預失真電路的增益應為0，可以滿足上述要求。結合（7）、（9）、（10）三式，可以確定耦合器的耦合度和各個衰減器的大小。通過調節延時線的長度和微調衰減器的大小，得到對主放大器線性度較好的改善效果。采用ADS進行仿真，G0＝25．5dB，衰減器1的衰減量為22dB，衰減器2的衰減量為5．4dB，定向耦合器的耦合度為－16．7dB。耦合器2也選擇Lange橋，不僅簡化了電路的設計，同時也節約了版圖面積。

2測試結果

本設計采用0．15μmGaAs工藝實現，芯片面積為1．9mm×3．0mm，芯片結構如圖3所示。該預失真單片的中心頻率為21GHz，采用5V電壓供電，直流功耗0．8W。采用矢量網絡分析儀測試該預失真電路的增益和相位特性，設置中心頻率為21GHz，輸入功率掃描范圍為－20～14dBm。測試結果如圖4所示。該預失真電路可以提供3dB的增益擴張，以及20°以上的相位壓縮。驗證了該芯片可以產生預失真信號后，將其與功率放大器級聯，測試其對功率放大器線性度的改善情況。測試結果表明，加入預失真電路后，功率放大器的P－1從22．2dBm提升至22．8dBm，相位誤差從P－1處20°以上減小至3°以內，如圖5所示。雖然增益波動最大為－0．4dB，但是該預失真電路修正了絕大部分的相位誤差，同時一定程度上提高1 dB壓縮點。為了驗證該預失真電路的線性化效果，進一步測試采用中心頻率為21GHz、間隔為10MHz的雙音信號作為輸入信號，比較相同的輸出功率下，加入預失真芯片前后三階交調指標改善情況，如圖6所示。測試結果表明，該預失真芯片對功率放大器三階交調最高可有27dBc的改善，在功率回退3dB時，可有5dBc的改善。在對功率放大器三階交調為－30dBc的抑制條件下，驅動放大器輸出功率從13dBm提高至17．5dBm。但是，五階分量在回退過程中會有一定程度的惡化，如圖7所示。由于流片過程中采用的電容比設計電容小20％，預失真電路中功放的特性出現了一定的偏差，導致了幅度修正不平坦、三階分量在回退至小功率時改善效果不明顯，也是五階分量惡化的主要原因。對五階分量改善不好的另一原因是要對高階分量有很好的抑制，需要精確地產生預失真信號，而產生該信號非常困難，通常的做法是預失真系統中包含某種反饋以實現自適應，而這會使電路的復雜程度增大。為了驗證該預失真電路的通用性，將該芯片與一高功率放大器（HPA）級聯，進行了雙音信號測試，結果如圖8所示。在功率回退的整個過程中，IM3均有不同程度的改善，在輸出29dBm時可改善15dBc以上，同時五階分量并不會惡化。在－30dBc的抑制條件下，HPA輸出功率可從28dBm提高至33dBm。

3結論

提出了一種預失真電路的新結構，通過理論分析和仿真，實現了一款工作于K波段的預失真電路單片集成電路。該電路將主路信號與非線性信號支路分離，具有更好的AM－AM和AM－PM效應的同時，大大減小了芯片尺寸。仿真與實測結果顯示，預失真電路各項性能指標良好，指標滿足雷達、衛星通信等領域的應用要求，為進一步深入研究提供了設計參考。

作者：王文斌陶洪琪張斌單位：南京電子器件研究所