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1驅動電路方框圖

圖2所示為驅動電路設計的方案框圖，電路包含光纖發送電路、驅動轉接電路、驅動器三部分。實際應用中，igbt與DSP控制板的安裝位置相距較遠，為了增強抗干擾能力，實現遠距離傳輸，由DSP控制板發出的PWM波(電信號)經光纖發送電路轉換為光信號再經光纖傳至驅動轉接電路。驅動轉接電路將光信號轉換為與IGBT驅動器電平匹配的電信號，送給IGBT的驅動器。驅動轉接電路要靠近IGBT驅動器安裝，兩者通過屏蔽排線連接可以增加抗干擾性。驅動器上反饋的IGBT故障信號沿與上述PWM波傳輸相反的路徑送給DSP控制板，DSP對其處理然后發出相應保護指令。驅動器保護電路負責檢測和保護功率器件，防止意外產生，可立即關斷器件。

2驅動電路設計

2．1光纖發送電路由DSP發出的PWM信號先通過RC濾波和施 密特觸發器整形后送給后面的光纖發送電路，轉換為光信號，如圖3所示。RC低通電路的參數如圖3所示，截止頻率fp=1/2πR1C1=6．8MHz，可濾除PWM波的高頻干擾，二極管D1、D2將電平鉗位在0V或5V，反相施密特觸發器74HC14輸出傳遞延遲為幾十ns。二輸入與非門SN75452的目的是為增強驅動能力。光纖發送、接受器分別采用AVAGO的HFBR1521和2521，這對組合能實現5MBd的傳輸速率下最大20m的傳輸距離。

2．2驅動轉接電路驅動轉接電路接收光纖傳遞過來的PWM波信號，將光信號轉換為電信號，然后分成兩路送給并聯的兩個IGBT的驅動器。圖4為驅動轉接電路的部分原理圖。為了防止IGBT直通［7］，要求IGBT上、下管驅動信號不能同時為高電平。驅動轉接電路將輸入的兩路信號PWM-A，PWM-B(對應IGBT上、下管驅動信號，低電平有效)其中一路信號做“非”處理然后與另一路信號做“與非”處理，這樣，當驅動轉接電路輸入的兩路PWM信號同時為低電平時，驅動轉接電路輸出PWM信號為低電平(高電平有效)，IG-BT上、下管均關斷而不會直通。IGBT發生故障時，如過流、短路和驅動器電源欠壓等，驅動器會反饋故障信號給驅動轉接電路(圖4中的SO1、SO2)。在驅動轉接電路中將PWM信號與IGBT故障反饋信號SO(低電平有效)做“與”處理，這樣當驅動器檢測到IGBT故障時，驅動轉接電路會封鎖PWM信號輸出(輸出低電平)，及時關斷IGBT。同時故障信號經驅動轉接電路、光纖發送電路反饋給DSP，DSP對其處理后發出相應保護指令。

2．3驅動器電路

2．3．1輸入信號處理2SP0320T2A0是基于CONCEPT公司的SCALE－2芯片組的驅動器。該驅動器采用脈沖變壓器隔離，通過磁隔離把信號傳到高壓側。根據脈沖變壓器一次側二次側，芯片分為原方和副方。原方芯片有兩個重要的特點:①芯片帶寬很高，可以響應極高頻的信號;②芯片的兩個脈沖信號INA、INB輸入跳變電平比較低，雖具有施密特特性，可是若噪聲超過這個數值，驅動器也能響應。在SCALE－2輸入芯片中，一般不使用窄脈沖抑制電路。但是若驅動器前端脈沖信號進行長線傳輸時，鑒于上述噪聲干擾，窄脈沖抑制電路非常必要，然后再經施密特觸發器CD40106，可將信號跳沿變得陡峭。門電路要就近接入INA、INB腳，如圖5所示。為提高抗干擾能力可以在接收端放置一數值較小的下拉電阻，為提高輸入信號的信噪比則可在輸入側配置電阻分壓網絡提高輸入側的跳變門檻，例如本來輸入電壓門檻分別為2．6V和1．3V經電阻R1=3．3kΩ和R2=1kΩ提高到了11．18V和5．59V。

2．3．2報錯信號的處理報錯信號SO管腳直接連到ASIC中，其內部為漏極開路電路，對噪聲比較敏感，且連線越長，對噪聲越敏感。對SO信號的處理有以下的方法:(1)SO信號必須有明確電位，最好就近上拉;(2)SO信號經過長線傳輸時，可以配合門電路，提高電壓信號抗干擾能力，且接收端配合阻抗合適的下拉電阻;(3)SO接10Ω小電阻，再用肖特基二極管做上下箝位保護，控制器端用電阻上拉。如圖6所示對應上述的第2種，虛線表長線傳輸。

2．3．3IGBT短路保護當IGBT發生短路時，短路電流會在短時間內圖6報錯信號處理達到額定電流的5倍～6倍［8］，此時必須關斷IG-BT。否則會造成IGBT不可恢復的損壞，因此為保護功率器件，需要設計保護電路。短路檢測一般用電阻或者二極管，檢測功率器件C、E的飽和壓降，圖7則為二極管檢測電路，當IGBT發生短路時，集電極電位上升，二極管截止，VISO通過R向C充電至參考電位，相應的比較器輸出翻轉，從而檢測到短路狀態。式中:VGLX為驅動器的關斷電壓，2SP0320T－2A0關斷電壓為－10V，C的值推薦在100pF～1nF，R的值推薦在24kΩ～62kΩ。驅動器短路保護原理如圖8所示(由電阻Rvce檢測短路)。其中VISO、VE、COM是由芯片內部將副邊輸出25V電源處理出來的端口。VISO、VE之間15V，是穩壓的，COM、VE之間－10V，是不穩的。當IGBT導通時，B點電位從－10V開始上升(內部mosfet將B點電位箝在－10V)，IGBT集電極電位開始下降至Vcesat(2V左右)，最終B點電位也達到Vcesat;當IGBT短路后，IGBT會退出飽和區，此時A點電位(集電極)會迅速上升到直流母線電壓，A點通過電阻向B點充電，由二極管鉗位，B點電壓在15V左右。經過一段時間后(極短的時間)，B點電位上升到參考電壓C點，比較器翻轉，IGBT被關斷。參考電壓通過電阻R2來設置，VREF=150μA•R2。由于密勒電容的存在，當IGBT短路時，門極電位會被抬升，相應短路電流會增大。門極鉗位電路可以將門極電位鉗住，以確保短路電流不會超過規定的范圍，一般有倆種方法:①G和E之間接一個雙向的TVS。②門極直接接一個肖特基二極管將門極鉗位在15V。IGBT發生短路時，此時關斷管子di/dt會很大，電路中的雜散電感會感應出很高的尖峰電壓或較大的dv/dt，關斷過壓值可通過Vtr=Lsdi/dt計算，Ls表雜散電感，這些都可能損壞IGBT。有源鉗位電路［9］則可以鉗住IGBT的集電極電位，當集電極－發射極電壓超過閾值時，部分打開IGBT，從而令集射電壓得到抑制。有源鉗位電路一般在發生故障時才會動作，正常時不動作，因為在器件正常關斷時產生電壓尖峰不太高，但過載和發生短路時，此時關斷管子會產生非常高的電壓尖峰。最基本的有源鉗位電路，只需要TVS管和普通快恢復二極管即可構成，但存在TVS管功耗大和鉗位效果不好等缺點，基于SCALE－2設計的AdvancedActiveClamping電路改進了這些缺陷，鉗位的準度及電路的有效性大大提高，可參考文獻［10］。

3實驗波形與分析

將設計出IGBT驅動電路應用在前面所述500kW光伏逆變器上。我們用示波器分別測量一路PWM信號光纖發送板的輸出波形和光纖轉接板的輸入波形，如圖9(a)所示，測量光纖轉接板輸出波形和IGBT驅動器輸出波形，如圖9(b)所示。同一橋臂上下管的驅動信號如圖9(c)所示。可以看出，該驅動電路信號傳輸延遲小，跳沿陡峭，信號無失真，說明其抗干擾能力強。上下管的脈沖之間明顯有一死區時間，可防止橋臂直通。采用了該驅動電路的500kW光伏逆變器運行狀況良好。我們測量了其約80%負載時并網電流波形，如圖9(d)所示，電流波形為光滑正弦波，總諧波畸變率THD＜2%。

4結論

本文設計的一款大功率的IGBT驅動電路，在實際500kW的光伏逆變器中得到驗證，驅動穩定可靠，并具有保護作用，對整個光伏并網系統的可靠性起了重要的作用，可應用于類似大功率變流設備中，對其他驅動電路設計也具有很好的借鑒性和指導性。

作者：鳳良燕鄭崇偉單位：溫州大學物理與電子信息工程學院浙江埃菲生能源科技有限公司