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1硬件電路設計

從結構上，檢測接口可以分為DAC單元、濾波放大單元、二線接口單元、混合單元、信號調理單元、ADC單元和FPGA系統單元。

1.1DAC與濾波放大單元DAC與濾波放大單元用于將數字信號轉換為模擬信號，并完成對信號的調理、幅度調節與功率放大功能。其硬件電路如圖2所示。該單元由3部分電路組成，分別是DAC芯片電路、無源濾波電路和差分放大電路。DAC芯片為ADI公司生產的高性能、低功耗CMOS數模轉換芯片AD9762，AD9762為12位分辨率，支持最高125MS/s的更新速率。該芯片使用5V、3.3V可選單電源供電，最高功耗175mW，2mA～20mA差分電流輸出，負載RLOAD為100Ω時輸出電壓范圍為0.2V～2V[2]。FSADJ引腳連接外接電阻RSET，用于滿量程電流輸出調節。REFIO引腳用于基準電壓VRFE輸入/輸出，選擇內部1.2V基準電源時通過一個0.1μF電容與模擬地連接。其差分輸出電壓VDOUT與輸入的12位數字代碼（DCODE）的關系式為。無源濾波電路由電感與電容組成截止頻率為20MHz的7階巴特沃斯低通濾波器，用于信號整形和消除毛刺干擾。差分放大電路以全差分放大器AD8476為核心組成，用于將通過無源濾波電路的模擬差分信號進行增益調節和功率放大。AD8476是一款功耗極低的全差分精密放大器，其帶寬為6MHz，使用±5V電源供電時的輸出電壓范圍為-4.845V～4.82V[3]。檢測激勵信號的峰峰值為4.3V和6.2V，而DAC的輸出峰峰值電壓為2V，因而差分放大電路的增益應當大于3.1，這樣才能使得激勵生成通道的輸出信號幅值符合檢測需求。考慮到DAC的轉換效率和可能存在的誤差，可設計差分放大電路具有兩個略大于滿幅度輸出的增益值。圖2中使用外部擴展電阻R1～R6組成反饋電阻網絡，其中R1=R2=10kΩ為輸入電阻，R3=R6=24kΩ、R4=R5=33kΩ為兩組反饋電阻。該電路的增益值分別為A1=R3/R1=2.4，A2=R4/R1=3.3。為了提高檢測接口的自動化程度，使用1個2路2：1電子開關ADG736用于兩組反饋電阻的切換，通過改變其控制端IN1和IN2的電平邏輯，完成開關動作。ADG736使用5V供電時，導通電阻RON為2.5Ω，帶寬大于200MHz，通過峰值電壓為5V。

1.2二線接口與混合電路單元二線接口與混合電路單元用于為信號激勵與數據采集提供對外二線接口和實現收發信號的雙工傳輸。其硬件電路如圖3所示。二線接口電路由電壓比為1的變壓器以及電阻RS1、RS2和電容C9、C10組成，用于提供檢測電路對外的二線接口，實現接收與發送信號的傳輸，同時可以隔離外部直流信號。RS1、RS2用于與線路負載阻抗匹配并隔離遠端反射和提供線路的能量交換，電容C9、C10用于配合組成激勵發送端擴展濾波電路?；旌蠁卧墓δ苁且浑A模擬回波抵消，用于抵消本地發送信號。圖2中R7～R10為輸入電阻，同時與C3～C8組成一階低通濾波器。兩個儀表放大器AD8429用于將二線平衡信號轉換為單端信號。AD8429為低噪聲、高精度儀表放大器，其增益為1時增益精度為0.02%、CMRR為80dB、帶寬為15MHz，使用±12V電源供電時其輸出電壓范圍為-10.1V～10.7V，使用單個增益控制電阻RG能夠控制其增益范圍為1～1000，其增益控制關系為G=1+6kΩ/RG[4]。LT6600-10將一個全差分放大器與一個近似切比雪夫(Chebyshev)頻率響應的四階10MHz低通濾波器集成在一起。芯片為低噪聲全差分輸入/輸出放大器，內部集成兩個運算放大器、電阻電容網絡，組成1倍增益放大電路和一個10MHz低通濾波器，使用±5V電源供電時其輸出電壓范圍可達到±5V。若線路電阻RS與負載電阻RL完全匹配，則第二個AD8429的增益值為2時，混合電路的輸出U′3=U3?？紤]到阻抗失配現象的普遍存在，因此選擇電位器作為第二個AD8429的增益控制電阻，在線路阻抗失配的條件下，通過調節增益控制電阻來實現混合單元消除近端信號的目的。根據前文所述，可以得到混合電路輸出信號U′3與二線輸入信號U3比值跟增益控制電阻RG之間的關系。因此只要知道RG的值，就能夠通過式(5)準確地對通過混合單元造成的輸入信號幅值的線性誤差進行修正。為了提高檢測接口的自動化程度和實現對RG值的實時感知，選擇數字電位計AD5272作為第二個AD8429的增益控制電阻。AD5272為1024位分辨率、1%電阻容差誤差、I2C接口和50-TP存儲器數字變阻器，最大阻值為20kΩ，可使用5V電源供電[6]，其阻值調節步長為1.95Ω。

1.3信號調理與ADC單元信號調理與ADC單元用于將混合電路輸出的模擬差分信號轉換為輸入信號并輸入到FPGA，該部分為數據采集的核心單元，其硬件電路如圖4所示。由于被測信號的最高頻率不超過2.048MHz，根據奈奎斯特采樣定理，使用4.096MHz采樣速率進行采樣就能得到信號完整的信息，但是在工程中，通常使用5～10倍速率進行采樣。因此ADC選擇12位、10MS/s采樣速率模/數轉換器AD9220，其為+5V單電源供電，70dB信噪比，86dB無雜散動態范圍，內置片內高性能、低噪聲采樣保持放大器和可編程基準電壓源，并具有滿量程輸出指示功能[7]。使用1V基準電壓時其輸入范圍為2V(峰-峰值)。信號調理電路應當具有抗混疊濾波和信號幅度調節的功能。該電路選擇全差分放大器AD8476組成，考慮到檢測時輸入信號的幅值大于ADC的輸入范圍，因而選擇其輸入電阻為10kΩ，選擇數字電位器AD5272為反饋電阻RF，則其增益值G4=RF/10kΩ，電路的增益值為0.0002～2可調。放大器輸出經過2個100Ω電阻和2個電容組成的低通濾波器后送至ADC。同時，AD8476以ADC的基準電壓VREF為共模參考電壓。

1.4FPGA單元FPGA單元以Xilinx公司的FPGA芯片XC3S400為核心電路組成，其程序存儲芯片為XCF02S，使用40MHz有源晶振，5V電源供電，使用穩壓芯片提供電路所需的3.3V、2.5V和1.2V電源。USB接口作為微處理器常用的外部總線接口，目前已經得到了廣泛的應用[8]，因此考慮選用USB2.0接口作為FPGA與上位機之間的數據接口。同時采用JTAG接口用于FPGA和其配置芯片的程序燒寫。關于FPGA電路的設計、開發技術已經較為成熟，本設計相比與其他通用FPGA電路的設計并無獨特之處，因此不再對FPGA單元進行詳細描述。

2FPGA程序設計

在檢測接口電路的設計中，FPGA是檢測接口電路的信息傳輸與控制單元的核心，其可編程配置能力和能夠高速、并行處理數字信號的能力是檢測接口的靈活性和升級性的關鍵。其內部程序使用Xilinx公司的FPGA開發環境ISE進行設計并完成燒寫。程序設計使用模塊化設計思想，其結構示意圖如圖5所示，可以分USB傳輸、管理控制、DAC傳輸、輸出增益控制、混合單元控制、信號調理控制、ADC傳輸控制和增益補償8個模塊。下面就各個模塊的功能分別進行介紹。(1)USB傳輸模塊，用于通過FPGA單元上的USB接口電路實現FPGA芯片與上位機的信息傳輸，具有USB電路的配置功能，并實現標準USB信號封裝、解封裝功能，將接收到的上位機信號解封裝為透明數據傳送到管理控制模塊和DAC傳輸模塊，將管理控制模塊、增益補償模塊輸出信號封裝為標準USB信號通過USB接口電路傳輸到上位機。(2)管理控制模塊，是整個程序的主控單元。該模塊用于接收USB傳輸模塊輸出的控制信號，對其余的通信模塊進行控制，并輸出檢測電路的工作狀態到USB傳輸模塊，最終傳輸到上位機。同時用于控制其余模塊的工作狀態，接收混合單元控制模塊、信號調理控制模塊、ADC傳輸模塊輸出的反饋信息進行工作狀判斷，根據混合單元控制模塊、信號調理控制模塊反饋信息控制增益補償模塊的補償量。(3)DAC傳輸模塊，在管理控制模塊的控制下工作，接收USB傳輸模塊輸出的激勵信號，并將信號轉換為DAC芯片的數據輸入信號，同時為DAC芯片提供轉換時鐘。(4)輸出增益控制模塊，用于在管理控制模塊輸出的控制信號下工作，根據需求通過兩路輸出信號IN1和IN2分別控制差分放大電路的2個電子開關ADG736。(5)混合單元控制模塊，用于在管理控制模塊輸出的控制信號下工作，根據需求通過輸出I2C信號控制混合單元的數字電位計AD5272的阻值，完成信號混合功能，并將AD5272的阻值信息反饋給管理控制單元。(6)信號調理控制模塊，用于在管理控制模塊輸出的控制信號下工作，根據需求通過輸出2路I2C信號控制信號調理電路的2個數字電位計AD5272的阻值，完成信號調理功能，并將2個AD5272的阻值信息反饋給管理控制單元。(7)ADC傳輸模塊，在管理控制模塊的控制下工作，接收DAC芯片輸出的采樣數據，并將數據傳輸到增益補償模塊，同時為ADC芯片提供采樣時鐘。該模塊同時接收ADC輸出的滿量程指示信號和數據輸入指示信號，并傳送給管理控制模塊。(8)增益補償模塊，用于接收來自ADC傳輸模塊的采樣數據和管理控制模塊輸出的增益補償信息，對ADC芯片采樣獲得的信號進行增益補償，實現檢測信號的完整性。

3結論

本文根據檢測需求，選擇了以通用計算機和專用檢測接口結合的檢測系統，重點描述了硬件檢測接口的電路設計和FPGA硬件描述語言設計。差分放大、二線接口、混合、信號調理等電路單元通過仿真，功能、性能均能達到設計要求。本設計能夠為類似檢測系統接口電路設計提供借鑒參考。

作者：吳志抄譚業雙李召瑞孫慧賢單位：軍械工程學院信息工程系